Baugruppen für einen quarzgesteuerten 2m-FM-Empfänger

Wiederholt habe ich mit komplett selbstgebauten Empfängern für das 2m-Band experimentiert. Ausgehend von meinen Versuchen mit Röhren sowie mit meinem transistorisierten Doppelsuper verfolgte ich des Ziel, mich qualitativ an die Empfänger aus hochwertigeren käuflichen VHF-Funkgeräten der 1970er Jahre anzunähern. Schon damals konnte man Empfänger bauen, welche nahezu die Grenzempfindlichkeit und auch eine recht gute Großsignalfestigkeit erreichten. Als besondere Herausforderung setzte ich mir das Ziel, für meine Schaltungen keinerlei ICs und auch keine Röhren mehr zu verwenden. Für meine Experimente arbeiteten meine Schaltungen vorzugsweise mit Quarzsteuerung, weil sich so ohne größeren Aufwand in Bezug auf Reinheit und Rauschen qualitativ hochwertige Überlagerungssignale erzeugen lassen. Damit ließen sich insbesondere durch Abhören der Relaisfrequenzen die Empfängereigenschaften auch unter unterschiedlichen praktischen Bedingungen ausgiebig testen. An dieser Stelle sind die besten dabei entstandenen Baugruppen vorgestellt.

Hochwertige Eingangsschaltung für einen 2m-Empfänger

Die zunächst vorgestellte Eingangs-Baugruppe verwendete ich in einem etwas aufwändiger konzeptionierten 2m-Selbstbau-Empfänger. Das vierkreisige Filter zwischen HF-Vorstufe und Mischer besteht aus normalen LC-Kreisen, von denen sich die Spulen in Abschirm-Bechern befinden. Jene wurden einem kommerziell gefertigten Funkgerät entnommen, bei dem sich eine Reparatur nicht mehr gelohnt hätte. Mit dieser Anordnung läßt sich eine ausgezeichnete Spiegelfrequenz-Unterdrückung erzielen. Die Bandbreite genügt ohne nennenswerten Empfindlichkeitsabfall an den Bandgrenzen für den Empfang des gesamten 2m-Amateurfunkbereiches. Die HF-Vorstufe arbeitet angelehnt an frühere Geräte der Marke Semco in einer sogenannten Zwischenbasis-Schaltung. Dabei handelt es sich um eine Kombination aus Basis- und Emitter-Schaltung, bei der das Signal beiden Steuerelektroden gegenphasig zugeführt wird. Dadurch kann besonders stabiles Arbeiten ohne irgendwelche Schwingneigungen erzielt werden. Außerdem stimmen bei einer sorgfältig ausgelegten Zwischenbasis-Schaltung Rausch- und Leistungs-Anpassung überein. Beim Abgleich des Eingangskreises auf maximale Signalspannung wird also zugleich das beste Signal-Rauschverhältnis erzielt.

In älteren Funkgeräten findet man häufig Anordnungen, bei denen die HF-Vorstufe mit einem Dual-Gate-MOSFET bestückt ist, der Mischer aber mit einem FET oder gar mit einem normalen Bipolar-Transistor arbeitet. Gerade in der Mischstufe erweisen sich FETs infolge ihrer annähernd quadratischen Kennlinie aber als deutlich überlegen. Hier eingesetzt, kann mit ihnen eine deutlich bessere Großsignalfestigkeit erzielt werden. Je nach gewähltem Transistor-Typ kann mit einer HF-Vorstufe mit bipolaren Transistoren hingegen grundsätzlich die bessere Empfindlichkeit erzielt werden. In Bezug auf die Großsignalfestigkeit ist die ja arbeitspunktmäßig für lineare Verstärkung ausgelegte und zudem mit niedrigerem Pegel arbeitende HF-Vorstufe nur unwesentlich anfälliger für Intermodulationen, wie eine entsprechende Stufe mit einem FET. Der Dual-Gate-MOSFET arbeitet in der HF-Vorstufe quasi wie eine Kaskode-Schaltung, bei der ein FET in Source-Schaltung und ein FET in Gateschaltung gleichstrommäßig hintereinander geschaltet sind. Infolge der annähernd leistungslosen Ansteuerung verliert die Frage der Rauschanpassung bei FET-Eingangsstufen an Bedeutung. Der Vorverstärker mit einem Dual-Gate-MOSFET liefert zwar bei vorzüglicher Stabilität die höhere Verstärkung, doch wird jene in der HF-Vorstufe oft gar nicht benötigt. Auch ein FET-Mischer ist irgendẃann an der Grenze der Aussteuerbarkeit, so dass die hoch verstärkende MOSFET-Vorstufe die Großsignalfestigkeit des Empfängers sogar verschlechtern kann. Die Vorstufe soll das Eingangssignal nur gerade eben so weit anheben, dass das Rauschen des Mischers in den Hintergrund tritt. Der MOSFET hat im Empfängereingang außerdem den Nachteil geringerer Betriebssicherheit. Schnell ist er bei statischen Aufladungen der Antenne oder bei kräftigen Storimpulsen infolge Gewitters zerstört.

Im Mischer zeigt der Dual-Gate-MOSFET dagegen seine wahren Stärken. Als multiplikativer Mischer ausgelegt, neigt er weniger zu Intermodulationen. Auch das zogenannte Zustopfen durch Arbeitspunktverschiebung bei hohen Signalstärken ist hier kaum ein Problem. Andererseits arbeitet der so aufgebaute Mischer wesentlich rauschärmer wie ein Mischer mit einem Bipolar-Transistor, so dass insgesamt eine deutlich großere Dynamik erzielt wird. Die praktischen Vergleiche zeigten, dass Empfänger mit einer mit amateurmäßigen Mitteln aufgebauten Eingangsschaltung dieser Art in Punkto Empfindlickeit und Großsignalfestigkeit den Vergleich mit damaligen Spitzengeräten durchaus nicht scheuen brauchen.

Ein einfacher Konverter für 144 bis 146 MHz

Ebenso wie die zuvor vorgestellte Schaltung setzt der hier gezeigte Konverter ein Signal im Bereich von 144 bis 146 MHz auf eine feste Zwischenfrequenz von 10,7 MHz um. Auf den ersten Blick wirkt diese Schaltung kaum weniger aufwändig. Dabei ist aber zu beachten, dass sie bereits die Schaltung zur Erzeugung der Injektionsfrequenz enthält. Es handelt sich dabei um einen Quarzoszillator, bei dem die Ausgangsfrequenz bei 135 MHz über den bei 45 MHz liegenden Quarz-Oberton synchronisiert wird. Der Quarz arbeitet dabei in Serienresonanz, seine Grundfrequenz liegt bei 15 MHz. Diese Anordnung war früher in 2m-Konvertern beliebt, welche dazu bestimmt waren, den Empfang des 2m-Bandes mittels eines 10m-Empfängers zu ermöglichen. Die Anordnung hat den Vorteil, dass weder Vervielfacherstufen benötigt werden noch zur Erreichung guter spektraler Reinheit nennenswerter Filteraufwand getrieben werden muss. Manch ein Konstrukteur mag dieser Schaltung aufgrund ihrer Einfachheit ihre Leistungsfähigkeit nicht zugetraut haben. Jedenfalls habe manchen 2m-Empfänger kennengelernt, der trotz erheblich größerem Aufwands zur Errzeugung der Injektionsfrequenz wesentlich mehr Nebenempfangs- und Pfeifstellen aufwies. Der Oszillator lässt sich selbstverständlich auch in Verbindung mit der ersten Schaltung einsetzen.

Ich habe diese Schaltung entworfen, um bei minimalem Aufwand ein Maximum an Empfangsleistung zu erzielen. Die auf der Eingangsseite nun frequenz- und anpassungsmäßig abgleichbare HF-Stufe, die auch hier wieder in Zwischenbasisschaltung arbeitet, sorgt für gute Eingangsempfindlichkeit und beste Signal- und Rauschanpassung an die Empfangsantenne. Im Gegensatz zur ersten Schaltung kommt nun im Eingangskreis eine Luftspule zum Einsatz. Außerdem findet man jetzt einen moderneren VHF-Transistor, der eigentlich für TV-Tuner entwickelt wurde. Die hier anstelle des Dual-Gate-MOSFETs nur mit einem einfachen Sperrschicht-FET arbeitende Mischstufe ist trotz geringerem Aufwands immerhin einer Mischstufe mit bipolarem Transistor, insbesondere in Bezug auf die Großsignalfestigkeit, deutlich überlegen. Die selbe Anordnung fand man unter anderem im Empfängerbaustein EKB-100 der Firma HAEL (Hanschke-Elektronik). Auch die anderen VHF-Schwingkreise sind mit Luftspulen hergestellt. Selbst bei offenem Aufbau ohne Kammerbauweise ist stabiles Arbeiten gewährleistet, wenn die Spulen des Vor und der Zwischenkreise sowie die beiden Oszillatorspulen im Winkel von 90-Grad zueinander montiert sind. Die beiden Zwischenkreise sind selbstverständlich ohne Winkel zueinander angeordnet. Die HF-Bandbreite kann durch Veränderung des Kopplungsgrades über den Abstand der beiden Spulen variiert werden.

Für den Oszillator eignen sich Serienresonanz-Quarze, deren 3. Oberton bei 45 MHz liegt. Es lassen sich daher Empfänger-Quarze verwenden, die für damals verbreitete Kanalgeräte wie etwa die Geräte Trio TR-2200 oder FDK Multi-7 benötigt wurden. Die genaue Oberton-Quarzfrequenz entspricht bei diesem Frequenzschema dem sich durch die Empfangsfrequenz abzüglich der Zwischenfrequenz 10,7 MHz und anschließend durch drei geteilten Wert. Prinzipiell könnte die Empfangsfrequenz auch durch eine variable Zwischenfrequenz abgestimmt werden. Weil dafür ein Spektrum von 2 MHz zu übertragen ist, muss dafür der ZF-Kreis hinreichend breitbandig ausgeführt werden. Dies gelingt mit einer höheren 1. ZF besser. Wie weiter oben schon erwähnt, ist mit einem 38,667-MHz-Quarz z.B. eine Umsetzung in das 10m-Band möglich. Dazu müssen die Windungszahlen der beiden Spulen im Oszillator entsprechend vergrößert werden. Damit der ZF-Kreis breitbandig genug wird, sollte die Transformation zum Ausgang im Bereich von 1:2 bis 1:3 liegen. So wird er durch den Eingang des nachgeschalteten Empfängers so stark bedämpft, dass der gesamte Bereich von 28 bis 30 MHz übertragen und somit das gesamte 2m-Band abgestimmt werden kann.

Besonders stabil arbeitet der hier abgebildete und ansonsten gemäß dieses Schaltplans aufgebaute 2m-Konverter, bei dem das 2-Kreis-Filter zwischen HF-Vorstufe und Mischstufe durch ein Dreikreis-Helixfilter in abgeschirmter Blockbauweise ersetzt wurde. Auch lassen sich bei Verwendung einer Zwischenfrequenz von 10,7 MHz so insbesondere von Luftfahrzeugen verursachte Spiegelfrequenz-Störungen und sonstige Fehlempfangsstellen von Signalen außerhalb des Bandes deutlich reduzieren. Auch mit dieser Eingangsstufe aufgebaute Empfänger können den Vergleich mit vielen kommerziell hergestellten 2m-Funkgeräten durchaus aufnehmen. Empfindlichkeit und Großsignalfestigkeit sind bei wesentlich einfacherem Aufbau nur unwesentlich schlechter, wie bei der ersten Schaltung. Auch ein von mir versuchsweise als Konverter für den 10m-Empfänger dimensionierter Aufbau bestätigte diese guten Eigenschaften.

Ein simpler ZF-Umsetzer für 10,7MHz/455kHz

Der ZF-Umsetzer ist für Empfänger gedacht, die nach dem Doppelsuper-Prinzip mit einer 1. ZF von 10,7 MHz arbeiten. Er setzt jene auf eine zweite ZF von 455 kHz um. In Geräten, die noch mit einzelnen Transistoren aufgebaut waren, fand man meistens eine Anordnung mit zwei Transistoren, von denen der eine als Mischer und der andere als Oszillator geschaltet war. Bei meinem an anderer Stelle beschriebenen Doppelsuper-Empfänger verwendete ich für die Umsetzung von der ersten auf die zweite ZF eine selbstschwingende Mischeranordnung mit einem Bipolar-Transistor. Die hier gezeigte Schaltung ist kaum aufwändiger und, da nur Ein- und Ausgangskreis abgestimmt werden müssen, wesentlich leichter abzugleichen. Auch der Schaltung mit zwei Bipolar-Transistoren gegenüber ist sie trotz erheblich einfacheren Aufbaus insbesondere hinsichtlich Verstärkung und Übersteuerungs-Festigkeit sogar deutlich überlegen. Eine ähnliche Anordnung fand sich übrigens in VHF-Funkgeräten der Marke Megaport. In millitärischen Sprechfunkgeräten hatte man ähnliche Anordnungen schon bereits etwa seit den 1940er Jahren unter Verwendung von Misch-Heptoden (z.B. 6BE6) eingesetzt.

Die Quarzsteuerung garantiert eine hohe Frequenzstabilität. Die Schaltung kann selbstverständlich auch für andere Eingangs- und Ausgangsfrequenzen ausgelegt werden. Mit einem 10,240 MHz-Quarz ändert sich die Eingangsfrequenz auf 10,695 MHz bzw. es ergibt sich bei der Eingangsfrequenz von 10,7 MHz eine zweite ZF von 460 kHz. Mit einem Trimmer in Serie zum Quarz ist ein Feinabgleich der Frequenz möglich. In der Regel lässt sich dann auch ein 10,24-MHz-Quarz für eine ZF von 10,7 MHz verwenden.

Mit einem 9,455-MHz-Quarz und einem parallel zum Eingangsschwingkeis liegenden Kondensator (ca. 12pF) ließe sich mit dieser Schaltung z.B. auch eine erste ZF von 9 MHz auf 455 kHz umsetzen. Die Parallel-Kondensatoren sind im Schaltbild nicht mit Werten bezeichnet, da sie in den ZF-Einzelkreis-Filtern (grün, gelb) bereits enthalten sind.

Die Schaltung arbeitet trotz des ausgesprochen kleinen Aufwands sehr zuverlässig. Sie produziert wenig Eigenrauschen und weist daher eine gute Eingangsempfindlichkeit auf. Der Aufwand ist trotz diskreter Schaltungstechnik kaum aufwändiger, wie vergleichbare Schaltungen mit ICs, wie etwa dem SO42P oder dem NE602. Dabei ist sie wesentlich einfacher zu verdrahten, was etwa für Versuchs-Aufbauten ohne Platine von großem Vorteil ist.

Besonderes Augenmerk muss der Filterung an Ein- und Ausgang geschenkt werden. Wird eingangsseitig ein hochwertiges Quarzfilter (z.B. KVG XF107A) verwendet, kann ausgangsseitig auf zusätzliche Filterung gänzlich verzichtet werden, d.h. der ZF-Verstärker kann bzw. sollte sogar direkt über die Koppelwicklung des Ausgangskreises angesteuert werden. Verwendet man eingangsseitig hingegen ein 10,7-MHz-Keramikfilter für Rundfunkzwecke (z.B. SFE10.7MA), so sollte ausgangsseitig unbedingt ein schmalbandigeres Keramikfilter eingesetzt werden (z.B. CFW455F). Durch die größere Bandbreite des 10,7-MHz-Filters können dann jedoch Signale außerhalb der ZF-Bandbreite aber innerhalb der Bandbreite des eingangsseitigen Filters die Mischstufe übersteuern. Gerade hier zeigt bei der preiswerteren Lösung mit Keramikfiltern die Schaltung mit einem Dual-Gate-MOSFET gegenüber Anordnungen mit Bipolar-Transistoren als deutlich überlegen.

ZF-Baugruppe für 455kHz mit NFM-Gegentakt-Demodulator

In einem selbst gebauten 10m-Funkgerät verwendete ich mit Erfolg den beschriebenen ZF-Teil mit Gegentakt- bzw. Zweiflanken-Detektor. In der Fachliteratur zumeist als weniger gut beschrieben, fand ich eine ähnliche Anordnung dennoch in einem Telefunken-Betriebsfunkgerät. Anders wie oft behauptet, kann ich nicht bestätigen, dass der Abgleich schwierig ist. Ganz im Gegenteil: die Schaltung bietet sogar den Vorteil, dass man per Abgleich innerhalb gewisser Grenzen eine Anpassung an den Modulationsidex vornehmen kann. Die Kreise sind nur anders wie gewohnt abzugleichen. Die Resonanzpunkte liegen für geringe Verzerrungen weit ab von der Zwischenfrequenz.

Der vorgeschaltete ZF-Verstärker muss, anders wie beispielsweise beim Ratio-Detektor, gute Begrenzungseigenschaften aufweisen. Dies ist bei der gezeigten Schaltung der Fall. Aufgrund der hohen Leerlauf-Verstärkung ist sorgfältiger, rückwirkungsfreier Aufbau notwendig. Man greift daher am besten zu einer Kammerbauweise. Unerwünschte Rückwirkungen können im Extremfall zur Selbst-Erregung führen, d.h. der ZF-Verstärker gerät ins Schwingen. Aber auch wenn dies noch nicht der Fall ist, können Rückwirkungen das vernünftige Funktionieren der Schaltung in Frage stellen. Sie können nämlich - mit einem rückgekoppelten Audion vergleichbar - zu einer Gütesteigerung von ZF-Kreisen führen. Damit wird ein Abgleich auf die für FM notwendige Bandbreite unmöglich und es kommt zu starken Verzerrungen bei der Demodulation.

FM-Koinzidenz-Demodulator mit DG-MOSFET

Ohne integrierten Schaltkreis lässt sich auch mit einem Dual-Gate-MOSFET ein gut funktionierender Demodulator für Schmalband-FM konstruieren. Abgesehen von der mit dem einfach gehaltenen Begrenzerverstärker etwas geringeren Eingangsempfindlichkeit weist die Schaltung sehr ähnliche Eigenschaften auf, wie der FM-Demodulator mit einem TBA120, denn auch hier handelt es sich um einen sogenannten Koinzidenz-Demodulator. An den letzten ZF-Kreis eines AM-Empfängers angekoppelt, reicht die Empfindlichkeit aus, dass ein sattes Leerrauschen entsteht, solange keine Station empfangen wird. Es kann auch der mit den zwei Transistoren 2SC1675 und dem FET BF246 aufgebaute ZF-Verstärker auch der vorigen Schaltung verwendet werden. Beide Schaltungen weisen dann genügend Verstärkung auf, um direkt vom ZF-Umsetzer angesteuert werden zu können.

Für den Nachbau sehr günstig ist es, dass keine speziellen Diskriminator-Kreise benötigt werden. Es genügt eine einfache HF-Spule mit Abgleichkern. Wenn man sich die Arbeit des Spulenwickelns sparen möchte, kann man dafür eine MW-Oszillatorspule aus einem alten japanischen Transistor-Radio benutzen, die in der Regel mit einem roten Kern gekennzeichnet ist. Ein weiterer Vorteil im Vergleich zu Phasen-, Ratio- und Zweiflanken-Demodulatoren ist auch der mit der einen Spule wesentlich einfachere Abgleich. Diese ist auf geringste Verzerrungen bei einem schwächeren FM-modulierten Signal bzw. auf maximales Leerrauschen zu justieren.